본 논문에서 제안하는 이중출력 AC-DC 컨버터는 두 종류의 안정된 직류전압을 출력한다. 하나는 입력보다 높은 전압을 출력하는 부스트 컨버터의 기능을 하고, 또 다른 하나는 입력보다 낮은 전압을 출력하는 벅 컨버터의 기능을 한다. Figure 1은 제안한 컨버터의 기능을 보여준다.

Figure 1: 
Function of the proposed dual output AC-DC converter

Figure 2는 제안한 컨버터의 회로도를 나타낸다. 입력은 단상 AC 전압 (V_in)이고 출력은 두 종류의 DC 전압(V_o1, V_o2)이다. 이 컨버터는 기존의 두 컨버터, 즉 전파정류회로를 장착한 역률보상용 부스트 컨버터와 이와 동기화된 벅 컨버터가 합성된 형상을 보여준다.

Figure 2: 
Circuit schematic of dual output PFC rectifier

Figure 3 (a) 및 Figure 3 (b)는 제안한 컨버터의 두 구성성분을 나타내고 있다. Figure 3 (a)는 기존의 역률보상 부스트 컨버터의 스위치가 제안된 컨버터에서는 직렬 연결된 두 개의 스위치(S₁, S₂)로 대치되었음을 알 수 있다. 또한 Figure 3 (b)는 이 두 스위치가 벅 컨버터도 제어한다는 것을 보여준다.

Figure 3: 
Constituent converters of dual output PFC rectifier (a) boost PFC stage with the active replaced by two switches connected in series and (b) synchronous buck converter

제안된 컨버터의 작동원리를 살펴볼 때 스위칭 사이클과 전력흐름 사이클을 함께 고려해야한다. 두 스위치의 ON, OFF 상태 조합에 따라 스위칭 사이클은 Table 1 과 같이 네 구간으로 구분할 수 있다. 1은 ON을 0은 OFF를 각각 나타낸다.

2.2.1 Interval-Ⅰ ([0, d₁ T_s]): S₁,S₂ ON, D_B OFF

Figure 4 (a)에서 알 수 있듯이 이 구간동안 부스트 단의 인덕터 L₁은 충전되고 벅 단의 인덕터 L₂는 방전되어 V_L1은 양이 되고 V_L2는 음이 된다. 이 시간 부스트 컨버터는 튜티 온, 벅 컨버터는 프리휠링 되는 구간과 유사하다.

Figure 4: 
Switching cycle operating modes of the proposed converter

두 인덕터 양단에 대한 전압방정식은 다음과 같다.

VL1=Vin

(1)

VL2=-Vo2

(2)

본 논문에서 제안한 컨버터의 유효성을 평가하기 위해서는, 다음 항목들에 대하여 그 성능을 확인할 필요가 있다.

a) 부스트 컨버터 측 전압제어 성능(V_o1)
b) 벅 컨버터 측 전압제어 성능(V_o2)
c) 입력전류의 역률(PF)

먼저, 부스트 컨버터 측의 출력전압을 제어하기 위해서 두 스위치가 동시에 ON 되는 구간의 듀티비 d₁ 을 선정해야한다. 그 후 벅 컨버터 측에 원하는 출력전압을 얻기 위해 스위치 S₁은 ON, 스위치 S₂는 OFF 되는 구간의 듀티비 d₂ 를 계산한다. 다음 3개의 피드백 컨트롤 루프를 가지는 제어방식에 의해 원하는 이중 DC출력을 얻을 수 있다.

2.3.1 전류제어

입력전류의 파형을 일정 형상으로 정형하는 것은 일종의 추적알고리즘에 의해 실현될 수 있다. 입력전류의 형상을 전원전압과 일치시키기 위해서는 Figure 5에서 인덕터 L₁의 전류 i_L1을 정류전압과 동일하게 제어해야한다.(i_L1=k_inV_rect, V_rect=｜V_in｜)

Figure 5: 
Closed loop control scheme of dual output PFC converter

전류의 파형을 교류전압과 동일한 정현파 형상으로 제어하기 위해서는 높은 속도를 가진 제어기가 필수적이다. 검출된 인덕터 전류(k_ci_L1)가 기준전류(i_ref)와 일치하도록 제어한다.

Figure 6은 직류 이중출력 PFC 컨버터의 PSIM 프로그램 계통도를 나타낸다.

Figure 6: 
The PSIM schematic diagram of the PFC converter for Dual DC output

시뮬레이션을 위한 시스템 파라미터는 Table 2와 같다.

Figure 7 (a), Figure 7 (b)는 스텝 전압설정 값 변화(고압 0→200[V], 저압 0→24[V])에 따른 부스트 컨버터 및 벅 컨버터 출력전압을 나타낸다. 초기 전압상승 및 과대전류를 완화시키기 위하여 적절한 Starting Algorithm을 적용하였다. 비교적 짧은 시간에 지령전압이 출력됨을 확인할 수 있다.

Figure 7: 
Simulation results of the proposed dual output converter in step-up mode

Figure 7 (c), Figure 7 (d)는 정상상태(0.4~0.5초)의 전원전압 및 입력전류를 도시하고 있다. 기존의 브릿지 다이오드 정류 시 역률이 32[%], THD가 290[%]정도였지만, PFC (Power Factor Compensation; 역률보상)제어 시에는 부하에 따라 역률이 87~90[%], THD가 48~50[%]를 나타내었다.

Figure 7 (e), Figure 7 (f)는 각각 정상상태의 IGBT 게이트신호를 나타내고 있고, Figure 7 (g) 및 Figure 7 (h)는 그 순간 인덕터 전류 i_L1, i_L2를 보여준다.

Figure 8은 부스트 전압 200[V] 출력 중, 0.4초에 전압지령 값을 250[V]로 변화시켰을 경우의 응답특성과 벅 전압 24[V] 출력 중, 0.7초에 전압지령 값을 30[V]로 변화시켰을 경우의 응답특성을 나타내고 있다. 전압이 지령 값을 잘 추종하고 있으며 입력전류의 속응성도 양호함을 알 수 있다.

Figure 8: 
Simulation results of the proposed dual output converter for increasing of voltage command during operation

Figure 9는 부스트 전압 200[V] 출력 중 0.4초에 전압지령 값을 180[V]로 감소시키고, 벅 전압 24[V] 출력 중 0.7초에 전압지령 값을 20[V]로 감소시킬 경우의 응답특성을 나타내고 있다. 전압이 새로운 지령 값을 잘 추종하고 있으며 입력전류도 신속히 제어되고 있음을 확인할 수 있다.

Figure 9: 
Simulation results of the proposed dual output converter for decreasing of voltage command during operation

Figure 10은 부스트 전압 200[V] 출력 중 0.4초에 고압 측의 부하저항을 100[Ω]에서 80[Ω]으로 감소시키고, 벅 전압 24[V] 출력 중 0.7초에 저압 측의 부하저항을 80[Ω] 에서 64[Ω]으로 감소시킴으로써 각 컨버터의 출력을 증가시킨 경우의 응답특성을 나타내고 있다. 출력전압의 변화가 거의 없으며 입력전류의 크기도 빠르게 상승함을 볼 수 있다.

Figure 10: 
Simulation results of the proposed dual output converter for increasing of load command during operation

Figure 11은 부스트 전압 200[V] 출력 중 0.4초에 고압 측의 부하저항을 100[Ω]에서 120[Ω]으로 증가시키고, 벅 전압 24[V] 출력 중 0.7초에 저압 측의 부하저항을 80[Ω]에서 96[Ω]으로 증가시킴으로써 각 컨버터의 출력을 감소시킨 경우의 응답특성을 나타내고 있다. 과도상태에서 출력전압의 변동이 거의 없을 정도로 제어되고 있으며, 입력전류도 신속하게 반응하고 있음을 알 수 있다.

Figure 11: 
Simulation results of the proposed dual output converter for decreasing of load command during operation