개선된 DC-DC 양방향 컨버터

1. 서 론

양방향 컨버터는 무정전 전원장치 (UPS : Uninterruptible Power Supplies), 재생에너지 시스템, 플러그인 하이브리드 전기차 (PHEV : Plug-in Hybrid Electric Vehicles), 연료 전지 차량 등의 배터리 기반 시스템 상에 중요한 구성요소이다.

용도에 따라서 절연 또는 비절연 타입의 DC-DC 양방향 컨버터가 사용된다. 절연된 Full bridge/Half bridge DC-DC 양방향 컨버터는 변압기의 권선비 조절로 높은 승압/강압 변환율을 달성할 수 있다. 회로 상 변압기를 추가하는 것은 컨버터의 용량은 증가하나 효율이 감소되고 회로가 복잡해지는 단점이 있다.

이에 비해 비절연 타입의 컨버터는 고효율과 간단한 구조를 가진다. 비절연 양방향 컨버터는 Switched capacitor와 Multi-level, 기존의 buck/boost, Cuk/Cuk, SEPIC/Zeta 그리고 buck-boost DC-DC 양방향 컨버터로 나뉘어져 있다[1]-[4].

기존의 양방향 DC-DC Buck/boost, buck-boost 컨버터는 간단한 제어와 구조적인 장점을 가지나 높은 승압/강압용에 적용할 경우 작동 시비율이 부적합하고, 소자들이 높은 정격전압을 가져야 한다는 단점이 있다[5][6].

SEPIC/Zeta 와 Cuk/Cuk DC-DC 양방향 컨버터의 전체 효율은 주전원회로에 두 개의 인덕터와 하나의 커패시터가 사용됨으로써 buck-boost 컨버터보다 낮다. 이 컨버터는 높은 승압/강압용으로 사용될 경우 듀티비가 극히 높거나 낮게 되고 스위치에 인가되는 전압이 높다는 단점이 있다[7]. 3-레벨 양방향 컨버터는 소자의 전압 스트레스가 기존의 양방향 컨버터의 절반이지만 전압변환율이 기존의 컨버터와 비슷하다. 3-레벨 비절연 양방향 DC-DC 컨버터는 소자의 전압 스트레스가 고압 측의 절반이고 전압변환율은 승압과 강압 모드에서 기존의 양방향 컨버터에 비해 승압에서 두 배, 강압에서는 절반으로 나타난다[8]. 최근에 높은 승압/감압 변환율과 효율을 개선하기 위한 양방향 컨버터에 대한 연구가 활발히 이루어지고 있다.

본 논문에서는 낮은 스위치 전압 스트레스 및 높은 승압/강압 변환율을 나타내는 개선된 양방향 DC-DC 컨버터를 제안하였다. 이 컨버터는 네 개의 커패시터, 여섯 개의 MOSFETs 및 두 개의 인덕터로 구성되어 있다. 고압 측에 있는 두 개의 커패시터는 승압 모드에서는 충전되고, 강압 모드에서는 방전된다. 또한, MOSFETs의 전압 스트레스를 감소시키고 승압/강압 변환율을 증가시키기 위해 전력회로 내에 두 개의 블로킹(blocking) 커패시터가 있다. 그러므로 극단적으로 높거나 낮은 듀티비나 변압기를 사용하지 않고도 높은 승압/강압 변환율을 얻는 것이 가능하다. 게다가, 낮은 정격전압을 가진 MOSFETs의 사용이 가능하므로 스위칭과 도전 손실도 감소시킬 수 있다.

2. 기존의 양방향 DC-DC 컨버터

Figure 1은 기존의 양방향 컨버터 기본 등가회로를 나타내었다. 승압 작동 시 PWM 작동하는 스위치 S₁과 강압 작동 시 PWM 작동하는 스위치 S₂로 구성되어 있다.

Figure 1:

Conventional DC-DC bidirectional converter

승압모드에서는 스위치 S₂가 온(DT)되는 동안 인덕터에 에너지가 축적되고, 이때 인덕터 전압은 배터리 전압과 같다.

스위치 S₂가 오프([1-D]T)되는 동안 인덕터에 축적된 에너지가 입력전원과 함께 부하에 전달되고 이때의 인덕터 전압은 다음식과 같다.

정상상태에서 인덕터 전압의 한주기 평균값 V_L1= 0 이므로 다음식이 성립한다.

따라서 기존 컨버터의 승압 DC-DC 변환율은 식 (4)와 같다.

강압모드에서 동일한 과정을 대입하면 기존 컨버터의 강압 DC-DC 변환율은 다음과 같다.

3. 개선된 양방향 DC-DC 컨버터

3.1 작동 원리

Figure 2는 본 논문에서 제안하는 컨버터를 나타내고 있다. 6개의 MOSFETs, 4개의 커패시터 그리고 두 개의 인덕터로 구성되어 있다.

Figure 2:

Proposed new DC-DC bidirectional converter

전압을 균등하게 분배하는 직렬 커패시터는 MOSFETs의 전압 스트레스를 감소시키고 컨버터의 승압/강압 변환율을 증가시키는데 사용된다. 이 컨버터는 연속전류모드에서 승압모드의 경우 0.5보다 높은 듀티비를 가질 때, 강압모드의 경우 0.5보다 낮은 듀티비를 가질 때 높은 승압/강압 변환율과 자동 전류조절능력의 특징을 가진다. 반면에 불연속 전류모드에서는 전류분배 조절능력을 잃어버릴 수 있어 추가적인 전류 조절방법을 필요로 한다.

Figure 3은 승압모드에서 제안된 컨버터의 일반적인 주요 파형을 보여준다. 또한, 컨버터는 승압모드와 강압 모드에서는 각각 4개의 작동모드를 가진다.

Figure 3:

Typical wave-forms of the proposed converter in step up mode

Figure 4는 승압모드에서 한 주기 동안 순차적으로 동작하는 컨버터의 등가회로를 보여준다.

Figure 4:

Equivalent circuit of the proposed converter for each operating interval in step up mode

승압모드의 컨버터 작동은 Figure 3 과 4 에서 보여준다.

S₁ 과 S₂ 스위치의 게이트 신호는 비슷하며 S_1a, S_1b, S_2a 및 S_2b 스위치는 다이오드로 작동한다. 각 시간대별 작동 상황은 다음과 같다.

-Mode 1[t₀<t<t₁]

이 모드에서 S₁과 S₂는 온 되고 S_1a, S_1b, S_2a 및 S_2b 는 오프 되는데 등가회로는 Figure 4에서 보여준다.

Figure 3에서 i_L1과 i_L2 양쪽이 선형적으로 증가함을 보여준다. 또한 이 모드에서는 S_1a, S_1b, S_2a, 및 S_2b의 전압 스트레스가 각각 V_C1-V_Ca, V_Cb, V_C2-V_Cb 그리고 V_Ca 이다.

이 구간의 전압 방정식은 다음과 같다.

$\[ V_{L1}\left(t\right)=V_{L2}\left(t\right)=V_L \]$

(6)

$\[ L_1\frac{d}{\mathit{dt}}{i}_{L1}\left(t\right)=L_2\frac{d}{\mathit{dt}}{i}_{L2}\left(t\right)=V_L \]$

(7)

-Mode 2[t₁<t<t₂]

t1일 때 S₁은 오프 되고, S_1a와 S_1b 다이오드는 도통되기 시작한다. 이러한 파형의 등가회로는 Figure 4 에서 보여준다. 이 모드에서 L₁ 전류는 감소하고 L₂ 전류는 증가한다. L₁의 전류는 C₁과 C_b에 공급되고 충전된다. 이 단계에서, V_S1a는 V_C1만큼 증가되나 V_S1b는 V_Cb와 같아진다. S₂의 전압스트레스는 V_Ca이다.

이 모드에서 V_L2(t)는 다음과 같다.

$\[ V_{L2}\left(t\right)=V_L-V_{\mathit{Cb}}=V_L-V_{C1}+V_{\mathit{Ca}} \]$

(8)

따라서 다음식이 성립한다.

$\[ V_{C2}=V_{\mathit{Ca}}+V_{\mathit{Cb}} \]$

(9)

-Mode 3[t₂<t<t₃]

이 모드는 S₁이 t2에서 온 될 때 시작된다. 이 모드에서 컨버터의 작동은 모드1과 동일하다. L₁과 L₂ 양쪽 인덕터는 S₁과 S₂ 및 V_L에 의해 충전된다.

또한 S_1a, S_1b, S_2a 및 S_2b 는 오프 되고 양단에 걸리는 전압 스트레스는 각각V_C1-V_Ca, V_Cb, V_C2-V_Cb 및 V_Ca 이다. C₁과 C₂ 는 고 전압측에 출력전류를 공급한다.

-Mode 4[t₃<t<t₄]

t3에서 S₂를 오프 하는 것에 의해 S_2a와 S_2b 다이오드는 도통되기 시작한다. 이 모드에서 커패시터 C₂와 C_a 는 충전된다. 또한 S_2a, S_2b 와 S₁ 양단에 걸리는 전압 스트레스는 각각 V_C1, V_C2와 V_Cb이다.

이 구간의 전압방정식은 다음과 같다.

$\[ V_{L1}\left(t\right)=V_L \]$

(10)

$\[ V_{L1}\left(t\right)=V_L-V_{\mathit{Ca}}=V_L+V_{\mathit{Cb}}-V_{C2} \]$

(11)

따라서 다음식이 성립한다.

$\[ V_{C1}=V_{\mathit{Ca}}+V_{\mathit{Cb}} \]$

(12)

강압 모드의 컨버터 작동은 Figure 5 와 6에서 보여준다.

Figure 5:

Typical wave-forms of the proposed converter in step down mode

Figure 6:

Equivalent circuit of the proposed converter for each operating interval in step down mode

S_1a 및 S_1b 스위치의 게이트 신호는 동일하며 S_2a 및 S_2b의 게이트 신호와는 180도 위상차를 가진다. 강압 모드에서 제안된 컨버터의 작동은 승압 모드에서의 작동과 비슷하다고 볼 수 있다. 이에 강압모드의 설명은 생략한다.

4. 모의 실험

기존의 방식과 본 논문에서 제안한 개선된 방식의 양방향 DC/DC 컨버터를 비교, 분석하기 위해 소프트웨어PSIM을 사용하여 컴퓨터 시뮬레이션을 행하였다.

4.1 기존의 Buck/Boost 양방향 DC/DC 컨버터

Figure 1에 나타낸 기존의 컨버터 시뮬레이션을 위한 시스템 파라미터는 Table 1과 같다.

Table 1:

Parameters of the conventional converter

Figure 7과 Figure 8은 승압모드와 강압모드에서 듀티비 0.5의 경우 기존 컨버터의 시뮬레이션 결과를 보여준다.

Figure 7:

Simulation result of the conventional converter in step-up mode

Figure 8:

Simulation result of the conventional converter in step-down mode

Figure 7 에서는 승압모드에서 전원전압 및 변환된 전압(a)과 스위치에 걸리는 전압파형(b)을 나타내고 있다.

(a)에서는 0.01초 이내에 출력전압이 입력전압의 2배로 일정하게 나타나고, (b)에서는 스위치 양단에 걸리는 전압스트레스가 온 하기 직전과 오프 하고 난 직후에 높은 부하전압 V_H와 동일한 100V가 됨을 알 수 있다.

Figure 8에서는 강압모드에서 전원전압 및 변환된 전압(a)과 스위치에 걸리는 전압파형(b)을 나타내고 있다.

(a)에서는 0.01초 이내에 출력전압이 입력전압의 1/2배로 나타나고, (b)에서는 스위치의 양단에 걸리는 전압 스트레스가 온 하기 직전과 오프 하고 난 직후에 높은 전원전압 V_H(400V)와 동일함을 알 수 있다. 또한, 강압모드와 승압모드의 시뮬레이션 결과의 형태가 비슷함을 알 수 있다.

4.2 개선된 양방향 DC-DC 컨버터

Table 2는 본 논문에서 제안한 개선된 양방향 DC/DC 컨버터의 시뮬레이션을 위한 시스템 파라미터이다.

Table 2:

Parameters of the proposed converter

Figure 9와 10은 승압모드와 강압모드에서 듀티비 0.5 인 경우의 시뮬레이션 결과를 보여준다.

Figure 9:

Simulation result of the proposed converter in step-up mode

Figure 9는 승압모드에서 변환된 전압(a)과 S₁과 S₂에 걸리는 전압파형(b), 인덕터 L₁과 L₂의 전류와 V_L의 전류(c)를 나타내고 있다.

(a)에서는 0.05초 이내에 입력의 8배에 해당하는 전압이 출력되고, (b)에서는 스위치 S₁과 S₂의 전압스트레스는 높은 전압의 1/4배인 100V이다. 그리고 (c)에서 인덕터 L₁과 L₂의 전류가 상반되게 나타나고 L₁+L₂ 전류의 합인 V_L의 전류가 일정함을 알 수 있다.

Figure 10에서는 강압모드에서 변환된 전압(a)과 S_1a, S_1b, S_2a 및 S_2b에 걸리는 전압파형(b), 인덕터 L₁과 L₂의 전류와 V_L의 전류(c)를 나타내고 있다.

Figure 10:

Simulation result of the proposed converter in step-down mode

(a)에서는 0.001초 이내에 입력전압의 1/8이 출력되고, (b)S_1a, S_1b, S_2a 및 S_2b에 걸리는 전압스트레스는 온 하기 직전과 오프 하고 난 직후에, 높은 전압의 1/4이 나타난다. 그리고 (c)에서는 인덕터 L₁과 L₂의 전류가 상반되게 나타나고 L₁+L₂ 전류의 합인 V_L의 전류가 일정함을 알 수 있다.

또한, 제안된 컨버터에서도 강압모드와 승압모드의 시뮬레이션 결과의 형태가 비슷함을 알 수 있다.

5. 결 론

본 논문에서는 전압 변환율이 높고, 스위치 전압스트레스가 낮은 개선된 양방향 컨버터를 제안하였고, 제안된 컨버터는 기존의 양방향 컨버터에 비하여 1개의 인덕터와 2개의 커패시터를 추가하여 전류가 모듈사이에서 균일하게 흐르게 하였다. 제안된 방법의 유효성을 확인하기 위해 Powersim사의 PSIM 소프트웨어를 사용하여 모의실험을 수행하여 다음과 같은 결과를 얻었다.

• 1) 개선된 컨버터는 기존의 양방향 컨버터 보다 승압모드에서 4배, 강압모드에서 1/4배의 높은 전압 변환율을 얻었다.
• 2) 각 스위치는 켜기 전과 끄고 난 후에 높은 전압측의 1/4 밖에 되지 않을 정도로 낮은 전압이 인가되므로 MOSFET와 같이 저전압 소자도 사용될 수 있음을 확 인하였다.
• 3) 블로킹 커패시터가 전하를 균등하게 분배하기 때문에 다른 추가 제어회로 없이 인터리브 모듈 사이에서 전류가 균일하게 분담되었다.

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